В HTML      В PDF
микроэлектроника, микросхема, микроконтроллер, память, msp430, MSP430, Atmel, Maxim, LCD, hd44780, t6963, sed1335, SED1335, mega128, avr, mega128  
  Главная страница > Обзоры по типам > Транзисторы > Принципы работы мощных MOSFET и IGBT транзисторов

реклама

 
радиационно стойкие ПЗУ Миландр

Продажа силового и бронированного кабеля и провода в Москве

текст еще



Диаграммы IGBT-модулей

С приведенными данными этот раздел даст некоторые рекомендации для рассмотрения диаграмм по MOSFET. В случае, если диаграмма детально рассмотрена в других разделах, на это будет ссылка.

Максимальная общая рассеиваемая мощность Ptot IGBT модуля от температуры корпуса Tcase

Максимальная общая рассеиваемая мощность
Рис. 2.12. Максимальная общая рассеиваемая мощность

Основана на номинальной рассеиваемой мощности на IGBT (или на обратный диод) Ptot(25°С) = (Tjmax - 25°С)/Rthjc которое ограничено Tcase= 25°С по определению, функция описывает снижение номинального значения при высоких температурах корпуса.

Энергия включения/выключения Eon, Eoff за один импульс IGBT в зависимости от тока коллектора

Энергия включения/выключения в зависимости от тока коллектора
Рис. 2.13. Энергия включения/выключения в зависимости от тока коллектора

Энергия включения/выключения Eon, Eoff определена из измерительной цепи с активно-индуктивной нагрузкой, показана при различных токах коллектора (например, температура кристалла Tj = 125°С, напряжение питания коллектор-эмиттер VCC= 600 В) с определенными параметрами управления. Рассеиваемую мощность при коммутации можно рассчитать при умножении частоты коммутации f на Eon или Eoff, соответственно: Pon = f · Eon или Poff = f · Eoff.

Eon и Eoff показаны для IGBT при номинальном токе (IC @ Tcase = 80°С) при характерных значениях в справочных данных.

Энергия включения/выключения Eon, Eoff за один импульс IGBT в зависимости от последовательных сопротивлений затвора RG (RGon, RGoff)

См.п. 3.5.2

Максимально безопасная область при коммутации (SOA)

Как показано в п. 1.2.3, IGBT должен работать при почти прямоугольной характеристике i = f(u) между VCC и IL при жестком переключении.

SOA-диаграммы отображают ширину зоны, в которой можно работать безопасно:

  • SOA для коммутации, в открытом состоянии и при работе с отдельными импульсами
  • RBSOA (c обратным смещением) для периодического выключения
  • SCSOA (при коротком замыкании) для периодического выключения короткозамкнутых цепей (п. 3.6.2)

SOA ограничена следующими параметрами:

  • максимальный ток коллектора (горизонтальный предел);
  • максимальное напряжение коллектор-эмиттер (вертикальный предел);
  • максимальная рассеиваемая мощность или температура кристалла (диагональные границы) см. рис.2.14.

Максимально безопасная область при импульсной работе (SOA)

Рис.2.14 показывает максимум кривой IС = f(VСЕ) при коммутации и в открытом состоянии для разных длительностей импульса tp с двойной логарифмической шкалой. Важно, что максимальные значения справедливы при температуре корпуса Tcase= 25°С и для одиночных импульсов, которые не нагреют IGBT выше максимальной температуры кристалла Tj = 150°С.

Хотя нижняя из приведенных диагоналей представляет преувеличение максимальных постоянных потерь тепла Ptot, IGBT модули могут только подойти к линейной характеристике площади с приблизительно VCE>20 В или VGE< 9 В при коммутации. Работа в аналоговом режиме длительный период времени не допустима из-за асимметрии при разбросе среди кристаллов, а также отрицательный температурный коэффициент пороговых напряжений может вызвать температурную нестабильность

Максимально безопасная область IС = f(VСЕ) при импульсной работе (SOA)
Рис. 2.14. Максимально безопасная область IС = f(VСЕ) при импульсной работе (SOA)

Безопасная зона выключения

Рис.2.15 представляет безопасную зону выключения IGBT (RBSOA)


Рис. 2.15

При периодическом выключении, IGBT может жестко выключать при ICM@80°С = ТС для Tjmax и определенных параметрах драйвера, если VCE (кристалл) достигает уровня VCES (влияние паразитных индуктивностей и параметров драйвера, см.п. 3.4.1 и 3.5.2).

Безопасная область работы при коротком замыкании

См.п. 3.6.2

Изменение тока коллектора от температуры

См.п. 2.6; аналогично рис.2.23b

Выходная характеристика IС = f(VCE)

Рис.2.16 показывает выходную характеристику при Tj = 25°С и 125°С (типичное значение) с параметром VGE, также см.п.1.2.2.2 и 2.6

Типичная выходная характеристика при Tj = 25 0С (а) и 125 0С (b) с параметром VGE
Рис. 2.16. Типичная выходная характеристика при Tj = 25°С (а) и 125°С (b) с параметром VGE

Переходная характеристика IС = f(VGE)

Переходная характеристика (рис.2.17) показывает поведение IGBT на рабочем участке при VCE = 20 В и tp = 80 мкс (линейная работа). Ток коллектора связан с напряжением затвор-эмиттер через IС = gfs · (VGE - VGE(th))

Типичная переходная характеристика IС = f(VGE)
Рис. 2.17. Типичная переходная характеристика IС = f(VGE)

Внутренние емкости от напряжения сток-исток

См. п. 1.2.3

Характеристика заряда затвора

См. п. 1.2.3

Время коммутации от тока коллектора

На рис.2.18 представлена типичная зависимость времени коммутации td(on) (время задержки включения), tr (время фронта), td(off) (время задержки выключения) и tf (время спада) от тока коллектора при жестком переключении индуктивной нагрузки.


Рис. 2.18

Небольшое пропорциональное возрастание tr подтверждает, что diC/dt не возрастет так же как IC, если ток коллектора увеличиться.

Время коммутации от сопротивления затвора

См.п. 3.5.2

Характеристика CAL диода в прямом направлении

См.п. 1.3.1.1

Рассеиваемая энергия диода при выключении

На рис.2.19 представлена зависимость рассеиваемой энергии диода при выключении EoffD от тока диода IF, который протекал через него до выключения, и от скорости включения IGBT, определяемой сопротивлением затвора RG, при коммутации тока между диодом и IGBT (жесткая коммутация).


Рис. 2.19

Как и ожидалось, потери диода при выключении возрастают при увеличении тока и скорости коммутации тока из-за одновременного возрастания сохраняемого заряда и амплитуды обратного тока (см. 1.3.1.3).

Переходной температурный импеданс IGBT и обратного диода

См.п. 3.2.2.3

Ток восстановления обратного диода в зависимости от прямого тока в открытом состоянии

На рис.2.20 представлены типичные значения импульсного тока восстановления обратного диода IRRM от прямого тока IF и di/dt, определяемой сопротивлением затвора RG = RGon.


Рис. 2.20

Как и ожидалось, ток восстановления обратного диода тем больше, чем быстрее включается IGBT (низкий RGon).

Во-первых, ток восстановления обратного диода будет расти вместе с возрастанием прямого тока. При больших токах коллектора доля носителей заряда в дрейфовой зоне CAL-диода, которая уже рекомбинировала при коммутации, будет расти вместе с длительностью коммутации; поэтому, IRRM будет снова падать при больших токах.

Ток восстановления обратного диода в зависимости от diF/dt

Рис.2.21 показывает типичную зависимость тока восстановления обратного диода IRRM от di/dt, определяемой изменением сопротивления затвора RG = RGon IGBT при этих условиях измерения.


Рис. 2.21

Ток восстановления обратного диода растет почти линейно от di/dt.

Восстанавливаемый заряд обратного диода в зависимости от diF/dt

Рис.2.22 показывает типичную зависимость восстанавливаемого заряда обратного диода Qrr от diF/dt при различных токах коллектора. Также добавлено сопротивление затвора RG = RGon, которое определяет данную diF/dt при этих условиях измерения.


Рис. 2.22

Как и ток обратного восстановления, восстанавливаемый заряд обратного диода возрастает при увеличении тока коллектора и скорости коммутации di/dt. Скорость коммутации четче выражена для больших токов коллектора, чем при малых токах.

Номинальный ток коллектора при коротком замыкании в зависимости от напряжения затвор-эмиттер и температуры

См.п. 3.6.2



<-- Предыдущая страница Оглавление Следующая страница -->





 
Впервые? | Реклама на сайте | О проекте | Карта портала
тел. редакции: +7 (495) 514 4110. e-mail:info@eust.ru
©1998-2016 ООО Рынок Микроэлектроники