В HTML      В PDF
микроэлектроника, микросхема, микроконтроллер, память, msp430, MSP430, Atmel, Maxim, LCD, hd44780, t6963, sed1335, SED1335, mega128, avr, mega128  
  Главная страница > Обзоры по типам > Транзисторы > Принципы работы мощных MOSFET и IGBT транзисторов

реклама

 
радиационно стойкие ПЗУ Миландр

Продажа силового и бронированного кабеля и провода в Москве

текст еще



Характеристики напряжения и тока затвора

Процесс управления

Как уже было описано в п. 1.2.3, условиями переключения MOSFET и IGBT модулей можно управлять при помощи перезаряда емкости затвора.

Теоретически, перезарядом емкости затвора можно управлять через сопротивление, напряжением или током (рис.3.33)

Управление затвором MOSFET и IGBT
Рис. 3.33. Управление затвором MOSFET и IGBT [194]

Предпочтительным вариантом является управление системой через резистор затвора (или два отдельных резистора для включения и выключения) в соответствии с рис.3.33а. Характеристикой такого варианта является пологий участок Миллера в напряжении затвор-исток или затвор-эмиттер соответственно (рис.3.34). Скорость переключения устанавливается RG при питающем напряжении VGG; с уменьшением RG быстрее время коммутации. Недостатками управления через резистор являются то, что отклонения емкостей затвора MOSFET и IGBT напрямую влияет на время коммутации и потери при коммутации.

Подаваемое управляющее напряжение затвора транзистора в соответствии с рис.3.33b устраняет это влияние; скорость переключения транзистора прямо зависит от dv/dt затвора. Благодаря этому напряжению не формируется пологий участок Миллера в характеристике напряжения затвора. Для этого требуется значительные токи драйвера.

Управление положительным и отрицательным током затвора, как показано на рис.3.33с, определяется характеристикой заряда затвора (см. рис.1.12 и рис.1.13) и по характеристикам напряжения затвора сравнимо с управлением через резистор

Значения управляющих напряжений

На рис.3.34 показаны характеристики тока затвора iG и напряжения затвор-эмиттер vGE в схеме с управлением через резистор.

Характеристики тока и напряжения при включении (а) и выключении (b)
Рис. 3.34. Характеристики тока и напряжения при включении (а) и выключении (b)

Управляющее напряжение VGG обеих полярностей прикладывается в соответствии с электрической изоляцией затвора, которая обычно составляет 20 В для MOSFET и IGBT. Это значение не может превышаться даже кратковременно, из-за чего могут потребоваться специальные меры при выключении, см.п. 3.5.2 и 3.6.3.2.

С другой стороны, RDS(on) и VCE(sat) соответственно будут возрастать при увеличении напряжения затвора, и, следовательно, мы рекомендуем управлять положительным напряжением, которое подается на затвор при включении:

VGS = +15 В для силовых MOSFET

VGE = +10 В для IGBT

Большинство справочных данных основываются на этих параметрах.

Как показано на рис.3.34, напряжение затвора для IGBT должно быть отрицательным по отношению к потенциалу эмиттера при выключении и в закрытом состоянии; рекомендуемые значения -5...-8...-15 В.

Это будет удерживать отрицательный ток затвора при полном процессе выключения (даже если VGE приближается к VGE(th)) достаточного для получения основной доли положительных носителей заряда из n- дрейфовой зоны посредством высокого dvCE/dt во время выключения и, таким образом укорачивается хвост тока. Другой, более серьезный недостаток запирания IGBT в мостовой схеме с VGE=0 может произойти при обратном восстановлении параллельного диода с выключенным транзистором по причине dvCE/dt (рис.3.35).

Перекрывающий ток в IGBT плече моста при включении из-за обратной связи dvCE/dt T2Перекрывающий ток в IGBT плече моста при включении из-за обратной связи dvCE/dt T2
Рис. 3.35. Перекрывающий ток в IGBT плече моста при включении из-за обратной связи dvCE/dt T2

Высокая dvCE/dt напряжения коллектор-эмиттер vCE2 при обратном восстановлении di/dt D2 вызовет ток смещения iV через емкость затвор-коллектор СGC2, см. также п. 1.2.3

iV = СGC · dvCE/dt

Этот ток смещения, в свою очередь, вызовет падение напряжения на сопротивлении RG (или RGE /RG). Если, в результате этого, vGE вырастет и превысит пороговое напряжение VGE(th), Т2 перейдет в активный режим при обратном восстановлении di/dt (перекрывающий ток, дополнительные потери мощности в Т1 и Т2).

Применение постоянного отрицательного напряжения затвор-исток не рекомендуется для управления силовыми MOSFET, в отличие от IGBT. Паразитное включение со всеми последствиями, как описано выше, также происходит и в MOSFET. Однако, это будет защищать структуру MOSFET, которая ограничена только сопротивлением для dv/dt.

Эквивалентная схема силового MOSFET (рис.1.3) показывает ток смещения через CDS к базе паразитного n-p-n биполярного транзистора, что происходит из-за dvDS/dt. Если падение напряжения в латеральном р-резисторе RW достигнет порогового уровня напряжения, биполярный транзистор паразитно откроется, что может привести к разрушению MOSFET при рассеиваемой периодически мощности.

Паразитное включение канала MOSFET при VGS=0 В и СGD уменьшит dvDS/dt в закрытом состоянии и будет ослаблять опасный эффект включения биполярного транзистора (см.рис.3.35).

Значения управляющих токов, управление мощностью

Общая управляющая мощность цепи драйвера PGavg может быть получена из заряда затвора QGtot (см.рис.1.12 и рис.1.13):

PGavg = (VGG+ + |VGG-|) QGtot · fs где QGtot = СEquiv · (VGG+ + |VGG-|)

Значение импульсного тока затвора:

IGMon = (VGG+ + |VGG-|) / RGon (идеально)

IGMoff = (VGG+ + |VGG-|) / RGoff (идеально)

Мощность драйвера:

P(VGG+) = VGG+ · QGtot· fs, fs = частота коммутации

P(VGG-) = |VGG-| · QGtot· fs



<-- Предыдущая страница Оглавление Следующая страница -->





 
Впервые? | Реклама на сайте | О проекте | Карта портала
тел. редакции: +7 (495) 514 4110. e-mail:info@eust.ru
©1998-2016 ООО Рынок Микроэлектроники